Реферат: Усилитель многоканальной системы передачи

Выбранный транзистор используется в предварительном каскаде усиления.

3.  Выбор схемы цепи усиления и расчет по постоянному току.

3.1   Варианты схем включения каскадов.

Каскады между собой могут быть включены различными способами. Первый из этих способов – это гальваническая связь между каскадами, такой способ имеет ряд достоинств и недостатков. Достоинства заключаются в следующих факторах: экономия тока питания, улучшенная АЧХ, особенно в области нижних частот, и малые габариты, но такому методу включения каскадов присущ один недостаток – напряжения источника питания может не хватить. Выход из такой ситуации может быть следующим – использование разделительных конденсаторов, это в свою очередь приводит к ухудшению АЧХ в области низких частот, соответственно габариты схемы тоже вырастут, не только из-за разделительных конденсаторов, но из-за базового делителя напряжений.

В нашем случае, при трех каскадах усиления и источнике питания Е0 = -24 В, целесообразно использовать гальваническую связь между каскадами, т.к. источник питания достаточно.

В этой схеме делителем напряжения для последующего каскада служит предыдущий каскад. Все изменения режима предыдущего транзистора вызывают изменения в режимах последующих транзисторов. Поэтому в схеме рис. 3.1 особенна важна стабилизация первого транзистора. Для подачи напряжения на базу первого транзистора использован резистор Rб2.

3.2.   Расчет каскадов усилителя по постоянному току.

При выборе режимов транзисторов каскадов предварительного усиления следует иметь в виду, что предыдущий (S –1) каскад должен обеспечивать требуемый уровень сигнала на входе последующего (S) каскада. Учитывая потери сигнала в межкаскадных цепях, постоянный ток коллектора транзистора (S-1) каскада можно принять:

IK(S-1) ³ 0,1IKS; (3.1).

Постоянное напряжение коллектор – эмиттер рекомендуется выбирать, соблюдая неравенство:

Uкэ(S-1) £ UкэS; (3.2).

Рекомендуемые границы выбора режима работы транзисторов предварительных каскадов:

1 мА £ Ik £ 15 мА; 2 В £ Uкэ £ 5 В.

В расчетах полагаем эмиттерный ток равным Iк, пренебрегая током базы ввиду его малости.

При использовании в усилителе кремниевых транзисторов значения напряжений база эмиттер можно принять равными:

Uбэ = (0,5…0,7)В; (3.4)

Таким образом, зададимся величинами токов и напряжений: Ik3 = 16 мА, Uкэ2 = -15 В, Uбэ1…3 = -0,7 В.

Ik1 ³ 0,1Ik2; 0,1·Ik1 = 0,1·16 = 1,6 мА; Ik1 = 14 мА; из условия 3.1; Uкэ1 = -3 В;

Составим контурные уравнения по закону напряжений Кирхгофа:

E0 = Uкэ2 + Uэ2; Uэ2 = -24 + 15 = -9в.

Uэ2 + Uбэ2 = Uэ1 + Uкэ1; Uэ1 = -9 – 0,7 + 3 = -6,70 в.

Uк1 = E0 – Uкэ1 – Uэ1 = -24 + 9,7 = -14,3 в.

Uб1  = -Uбэ1 - Uэ1 + Е0 = 0,7 + 6,7 – 24 = -16,6 в.

Зная все токи и напряжения, найдем значения сопротивлений резисторов:

Rк1 = Uk1/Ik1 = 14,3/14 = 1021,25 Ом.

Rэ1 = Uэ1/Iэ1 = 6,7/14  =478,6 Ом.

Rэ2 = Uэ2/Iэ2 = 9/14 = 562,5 Ом.

Изобразим схему, показав все напряжения и токи:

Зная все номинальные значения  резисторов, приведем их к паспортным данным по ГОСТу, и изобразим их в виде таблицы вместе с токами и напряжениями. И далее по расчетной части будем использовать только резисторы по ГОСТу.

Данные по ГОСТу следует брать по следующим критериям:

RЭ ГОСТ = RЭ ± 5%·RЭ;

RГОСТ = R ± 10%·R;

Номинальные значения сопротивлений резисторов и сопротивлений конденсаторов, выпускаемых в РФ и за рубежом, стандартизированы в соответствии с МЭК и СЭВ.

Они выбираются из определенных рядов чисел. В РФ из установленных согласно стандарту СЭВ 1076-78 и ГОСТ 10318-74 чаще всего используются  ряды Е 6, Е 12, Е 24. Цифры после буквы Е указывают число номинальных значений в каждом десятичном интервале. Приведенные в рядах числа могут  быть продолжены путем умножения или деления этих чисел на 10n, где n – целое число. 

Таблица №П.3.2.

Максимальная мощность, которая может выделится на резисторе, выбирается исходя из условий технического задания и мощности сигнала в коллекторной цепи выходного транзистора, так как мощность выделяемая и рассеваемая в виде тепловой энергии на транзисторе никак не может быть больше мощности сигнала в коллекторной цепи. Целесообразно выбрать максимально возможную мощность, выделяемую на резисторе, как можно меньше, потому как, чем больше она, тем больше габариты.   

4.     Расчет коэффициента усиления и параметров АЧХ.

Целью расчета является определение коэффициента усиления усилителя без ОС (рис. 2.2) для области средних частот К, а так же частот полюсов передаточной функции К – цепи.

Для расчетов необходимо К – цепь разбить на каскады, каждый на которых включает один усилительный элемент и межкаскадные цепи. В рабочем диапазоне частот удобно каскадом усиления (S)  считать цепь по рис. 4.1. Для такой цепи коэффициент усиления по напряжению на средних частотах:

 (4.1).

Здесь для каскада предварительного усиления:

 (4.2) .

Для выходного каскада RHS º RHN º RH (2.13).

Производим расчеты:

 h11 = 95,57143 Ом. для первого транзистора. Рассчитывается по формуле:  ;

  для второго транзистора.

ОМ;

ОМ;

Определим коэффициент усиления каждого каскада по формуле (4.1):

 таким образом, получаем оставшийся коэффициент:

.

Теперь необходимо найти общий коэффициент усиления К – цепи, который определяется произведением всех коэффициентов усиления каскадов по следующей формуле:

; (4.3).

Зная общий коэффициент усиления К – цепи, найдем запас по усилению по следующей формуле:

aн =K(1+R1/Rвх F)/[KFF(1 + R1/Rвх)]; (4.4).

Где Rвх = h11,1/n`2 = 95,57143/( 0,91)2 = 114,6857. Таким образом, получаем запас по усилению: ан = 7291,4·(1 + 150/150)/[60·50(1+150/114,7)] » 2,1.

Зная запас по усилению, делаем вывод, что нет необходимости вводить местную обратную связь в один из каскадов, так как 1,2 £ ан £ 3.

Рассчитаем частоту полюсов передаточной функции К – цепи, определяющих ЛАХ в области верхних частот, ведется на основе П- образной эквивалентной схемы транзистора. Частота полюса:

; (4.8).

С0 = Сб`э + (1+SiRн)Ск; (4.9).

Rэк = rб`э(RГ + r`б)/(RГ + r`б + rб`э); (4.10). Rн  из (4.2).

Где

; (4.7).

В нашем случае при непосредственной связи каскадов RБ1S и RБ2S следует принять равными ¥; для первого каскада RГ1 = RГ1 опт.

В качестве примера приведем расчет частоты среза первого каскада, а для остальных каскадов приведем таблицу.

C0 = 6,95·10-11 – (1 + 0,53·98,1) 9·10-9 = 1,743·10-10 Ф.

Rэк = 70,6·( 125 + 25)/(25 + 125 + 70,6) = 48 Ом.

fp = 1/(2·3,14·1,02·10-10·159,44) = 20 454 276,454 Гц.

Если частоты лежат полюсов лежат в пределах рабочего диапазона частот, то на частоте fв усиление К – цепи снижается, и необходимо проверить: достаточно ли этого усиления для обеспечения заданного значения KF при требуемой (2.16; 2.22) глубине ОС. Должно выполняться не равенство:

; (4.15).

Здесь под знак суммы подставляются только частоты полюсов тех каскадов, у которых: fpS < fв.

Приводим таблицу:

Таблица № П.4..2

* - знак «е» означает степень, то есть число«е»степень = число·10степень; так называемая экспоненциальная форма числа.

5.  Расчет  пассивных узлов структурной схемы усилителя.
5.1   Выбор и расчет входной и выходной цепей.

Одним из важных требований, предъявляемых к усилителю в рабочем диапазоне частот, является согласование усилителя с источником сигнала и (или) внешней нагрузкой, обеспечение стабильности заданных величин входного RвхF и выходного RвыхF сопротивлений усилителя. Выполнение этого требования в значительной степени определяется величиной, реализуемой в усилителе общей ОС.

Последовательная отрицательная ОС увеличивает входное сопротивление, а параллельная уменьшает его. Тогда при глубокой ОС входное сопротивление окажется слишком большим или малым и, к тому же, зависящим от К.

При  глубокой ОС входное и выходное сопротивления определяются только пассивными входной и выходной цепями и не зависят от параметров цепи усиления. Это свойство глубокой комбинированной ОС используются при  построении усилителя для получения заданного входного и выходного сопротивлений.

На выбор структурной схемы влияют следующие факторы: структура цепи, в которой создается фазовый сдвиг (четное или нечетное число каскадов с общим эмиттером в цепи усиления); величина КF; необходимое значение F; простота и технологичность схемы усилителя.

Первый из указанных четырех факторов требует пояснения. Для обеспечения отрицательной обратной связи в петле ОС создается начальный фазовый сдвиг, равный 1800. Поворот фазы на 1800 можно делать в любой из цепей, входящих в петлю ОС. В цепи усиления начальный фазовый сдвиг создается за счет   нечетного числа каскадов с общим эмиттером.

При повороте фазы по входной или выходной цепи следует обратить внимание на то, что цепи параллельной и последовательной ОС здесь разделены. Это приводит к необходимости согласовано изменять фазу сигнала для обоих видов ОС. Для параллельной ОС начальный фазовый сдвиг создается за счет встречного  включения сопротивления в цепь ОС, а для последовательной ОС – за счет включения балансного сопротивления в эмиттерную цепь выходного транзистора. Такие схемы получили название схем с эмиттерной комбинированной ОС. Схемы с повтором фазы в цепи ОС в настоящие время не применяются.

В схеме (рис.5.1) параллельная обратная связь создается за счет дополнительных обмоток m`, m`` входного и выходного трансформаторов. Последовательная ОС на входе создается с помощью R`б, а на выходе - за счет R``б. Поворота фазы в входной и выходной цепях не создается, начальный фазовый сдвиг обеспечивается в цепи усиления при нечетном числе каскадов с общим эмиттером. Отношение коэффициентов трансформации между обмоткой Ос и основной обмоткой m`/n` - m``/n`` рекомендуется выбирать равными – 0,1…0,5.

Формулы для расчета параметров приведены ниже. Значения R,,г и R,г используются для расчета элементов цепи ОС.

Для удобства расчета таких комбинированных схем параметры входных и выходных цепей в табл. № п.5.1 приведены отдельно в виде отношений k1/B1 и k2/B2.

Таблица № П.5.1

Параметры выбранных цепей должны удовлетворять следующему неравенству, гарантирующему реализуемость элементов цепи:

В0= (К1/В1)·( К2/В2)/КF£0.5; (5.4).

Сопротивления R``б и R``Г определяются по формулам для R`б и R`Г, в которых все величины отмечаются двумя штрихами, а RвхF заменяются на RвыхF.

Рассчитаем элементы с одним штрихом:

 m` = 0,5·n` = 0,5· 0,91 = 0,456; R`б = 0,91· 0,456·150 = 62,5Ом;

R`Г = 0,456(0,91 - 0,456)·150 = 31,25 Ом; К1/В1 = 0,91 - 0,456 = 0,46;

К2/В2 = (31,25 + 150)/(2· 0,5· 31,25) = 5,8;…

Эти и значения параметров с двумя штрихами для удобства приведем в виде таблице:

Таблица № п.5.1.1

5.2. Расчет элементов цепи обратной связи.

При выбранных входных и выходных цепях коэффициент усиления усилителя КF определяется величиной вносимого затухания цепи ОС a0 = 1/В0. Для расчета элементов цепи ОС достаточно знать В0, R`Г, R``Г и выбрать схему четырехполюсника этой цепи. В рабочем диапазоне Цепь ОС должна иметь постоянный коэффициент передачи с малой величиной неравномерности частотной характеристики. Поэтому для построение цепи ОС используется резисторы.

Рассчитаем затухание а0 = 1/0,0441 = 22,66438169, и зная R`Г = 31,25 Ом; R``Г = 150 Ом; выбираем цепь обратной связи, при следующих условиях: а0 > 10, R`Г соизмерим с  R``Г.

Произвольно разделим на две части для упрощения схемы и элементов продольных и поперечных ветвей. а0 = 22,66 = 5,7·4; Þ а1 = 5,7; а2 = 4;

Рассчитаем элементы R1, R2.

R1 = R3 = R`Г·R``Г [(a1 – 1)·( R`Г + R``Г)] = 31,25·150/((5,7-1)(150+31,25)) = 11,0851 Ом.

; Ом.

Зная номинальные значения резисторов в цепи ОС, необходимо придать значения по ГОСТу, для этого приведем таблицу (процесс выбора резисторов и конденсаторов по ГОСТу описан выше в п.3.2):

Таблица №П.5.2.

Кроме резисторов в цепи ОС приходится устанавливать дополнительные конденсаторы. Разделительные конденсаторы (Ср) необходимые для разделения цепей постоянного входа и выхода усилителя между собой и общим проводом. Конденсаторы (Са) позволяют сделать обход цепи ОС на частотах значительно, превосходящих верхнюю частоту рабочего диапазона fв - их называют конденсаторами высокочастотного обхода. Эти конденсаторы уменьшают фазу передачи по петле ОС и способствуют обеспечению глубокой ОС. Покажем полную схему четырехполюсника цепи ОС с разделительными и блокировочными конденсаторами.

Страницы: 1, 2, 3