Усилитель многоканальной системы передачи

| | | | | |мA | |Вт | | | | | |

| | | | | | | | | | | |min| |max| |

|КТ363А |150 |32,4 |1200|15 |30 |150|0,7|0,5 |2 |50 |20 |37 |70 |3,5 |

Выбранный транзистор используется в предварительном каскаде усиления.

Выбор схемы цепи усиления и расчет по постоянному току.

1 Варианты схем включения каскадов.

Каскады между собой могут быть включены различными способами. Первый из

этих способов – это гальваническая связь между каскадами, такой способ

имеет ряд достоинств и недостатков. Достоинства заключаются в следующих

факторах: экономия тока питания, улучшенная АЧХ, особенно в области нижних

частот, и малые габариты, но такому методу включения каскадов присущ один

недостаток – напряжения источника питания может не хватить. Выход из такой

ситуации может быть следующим – использование разделительных конденсаторов,

это в свою очередь приводит к ухудшению АЧХ в области низких частот,

соответственно габариты схемы тоже вырастут, не только из-за разделительных

конденсаторов, но из-за базового делителя напряжений.

В нашем случае, при трех каскадах усиления и источнике питания Е0 = -24 В,

целесообразно использовать гальваническую связь между каскадами, т.к.

источник питания достаточно.

В этой схеме делителем напряжения для последующего каскада служит

предыдущий каскад. Все изменения режима предыдущего транзистора вызывают

изменения в режимах последующих транзисторов. Поэтому в схеме рис. 3.1

особенна важна стабилизация первого транзистора. Для подачи напряжения на

базу первого транзистора использован резистор Rб2.

2 Расчет каскадов усилителя по постоянному току.

При выборе режимов транзисторов каскадов предварительного усиления следует

иметь в виду, что предыдущий (S –1) каскад должен обеспечивать требуемый

уровень сигнала на входе последующего (S) каскада. Учитывая потери сигнала

в межкаскадных цепях, постоянный ток коллектора транзистора (S-1) каскада

можно принять:

IK(S-1) ( 0,1IKS; (3.1).

Постоянное напряжение коллектор – эмиттер рекомендуется выбирать, соблюдая

неравенство:

Uкэ(S-1) ( UкэS; (3.2).

Рекомендуемые границы выбора режима работы транзисторов предварительных

каскадов:

1 мА ( Ik ( 15 мА; 2 В ( Uкэ ( 5 В.

В расчетах полагаем эмиттерный ток равным Iк, пренебрегая током базы ввиду

его малости.

При использовании в усилителе кремниевых транзисторов значения напряжений

база эмиттер можно принять равными:

Uбэ = (0,5…0,7)В; (3.4)

Таким образом, зададимся величинами токов и напряжений: Ik3 = 16 мА, Uкэ2 =

-15 В, Uбэ1…3 = -0,7 В.

Ik1 ( 0,1Ik2; 0,1(Ik1 = 0,1(16 = 1,6 мА; Ik1 = 14 мА; из условия 3.1; Uкэ1

= -3 В;

Составим контурные уравнения по закону напряжений Кирхгофа:

E0 = Uкэ2 + Uэ2; Uэ2 = -24 + 15 = -9в.

Uэ2 + Uбэ2 = Uэ1 + Uкэ1; Uэ1 = -9 – 0,7 + 3 = -6,70 в.

Uк1 = E0 – Uкэ1 – Uэ1 = -24 + 9,7 = -14,3 в.

Uб1 = -Uбэ1 - Uэ1 + Е0 = 0,7 + 6,7 – 24 = -16,6 в.

Зная все токи и напряжения, найдем значения сопротивлений резисторов:

Rк1 = Uk1/Ik1 = 14,3/14 = 1021,25 Ом.

Rэ1 = Uэ1/Iэ1 = 6,7/14 =478,6 Ом.

Rэ2 = Uэ2/Iэ2 = 9/14 = 562,5 Ом.

Изобразим схему, показав все напряжения и токи:

Зная все номинальные значения резисторов, приведем их к паспортным данным

по ГОСТу, и изобразим их в виде таблицы вместе с токами и напряжениями. И

далее по расчетной части будем использовать только резисторы по ГОСТу.

Данные по ГОСТу следует брать по следующим критериям:

RЭ ГОСТ = RЭ ( 5%(RЭ;

RГОСТ = R ( 10%(R;

Номинальные значения сопротивлений резисторов и сопротивлений

конденсаторов, выпускаемых в РФ и за рубежом, стандартизированы в

соответствии с МЭК и СЭВ.

Они выбираются из определенных рядов чисел. В РФ из установленных согласно

стандарту СЭВ 1076-78 и ГОСТ 10318-74 чаще всего используются ряды Е 6, Е

12, Е 24. Цифры после буквы Е указывают число номинальных значений в каждом

десятичном интервале. Приведенные в рядах числа могут быть продолжены

путем умножения или деления этих чисел на 10n, где n – целое число.

Таблица №П.3.2.

|Резистор |Единицы |Номинальное |ГОСТ |Номинальная |По ГОСТу |

| |измерения |значение | |мощность, Вт | |

|Rk1 |Ом |1021,429 |10318-74 |0,125 |1000 |

|RЭ1 |Ом |478,5714 |10318-74 |0,125 |470 |

|RЭ2 |Ом |562,5 |10318-74 |0,125 |540 |

Максимальная мощность, которая может выделится на резисторе, выбирается

исходя из условий технического задания и мощности сигнала в коллекторной

цепи выходного транзистора, так как мощность выделяемая и рассеваемая в

виде тепловой энергии на транзисторе никак не может быть больше мощности

сигнала в коллекторной цепи. Целесообразно выбрать максимально возможную

мощность, выделяемую на резисторе, как можно меньше, потому как, чем больше

она, тем больше габариты.

Расчет коэффициента усиления и параметров АЧХ.

Целью расчета является определение коэффициента усиления усилителя без ОС

(рис. 2.2) для области средних частот К, а так же частот полюсов

передаточной функции К – цепи.

Для расчетов необходимо К – цепь разбить на каскады, каждый на которых

включает один усилительный элемент и межкаскадные цепи. В рабочем диапазоне

частот удобно каскадом усиления (S) считать цепь по рис. 4.1. Для такой

цепи коэффициент усиления по напряжению на средних частотах:

[pic] (4.1).

Здесь для каскада предварительного усиления:

[pic] (4.2) .

Для выходного каскада RHS ( RHN ( RH (2.13).

Производим расчеты:

h11 = 95,57143 Ом. для первого транзистора. Рассчитывается по формуле:

[pic] ;

[pic] для второго транзистора.

[pic]ОМ;

[pic]ОМ;

Определим коэффициент усиления каждого каскада по формуле (4.1):

[pic] таким образом, получаем оставшийся коэффициент:

[pic].

Теперь необходимо найти общий коэффициент усиления К – цепи, который

определяется произведением всех коэффициентов усиления каскадов по

следующей формуле:

[pic]; (4.3).

Зная общий коэффициент усиления К – цепи, найдем запас по усилению по

следующей формуле:

aн =K(1+R1/Rвх F)/[KFF(1 + R1/Rвх)]; (4.4).

Где Rвх = h11,1/n`2 = 95,57143/( 0,91)2 = 114,6857. Таким образом, получаем

запас по усилению: ан = 7291,4((1 + 150/150)/[60(50(1+150/114,7)] ( 2,1.

Зная запас по усилению, делаем вывод, что нет необходимости вводить местную

обратную связь в один из каскадов, так как 1,2 ( ан ( 3.

Рассчитаем частоту полюсов передаточной функции К – цепи, определяющих ЛАХ

в области верхних частот, ведется на основе П- образной эквивалентной схемы

транзистора. Частота полюса:

[pic]; (4.8).

С0 = Сб`э + (1+SiRн)Ск; (4.9).

Rэк = rб`э(RГ + r`б)/(RГ + r`б + rб`э); (4.10). Rн из (4.2).

Где

[pic]; (4.7).

В нашем случае при непосредственной связи каскадов RБ1S и RБ2S следует

принять равными (; для первого каскада RГ1 = RГ1 опт.

В качестве примера приведем расчет частоты среза первого каскада, а для

остальных каскадов приведем таблицу.

C0 = 6,95(10-11 – (1 + 0,53(98,1) 9(10-9 = 1,743(10-10 Ф.

Rэк = 70,6(( 125 + 25)/(25 + 125 + 70,6) = 48 Ом.

fp = 1/(2(3,14(1,02(10-10(159,44) = 20 454 276,454 Гц.

Если частоты лежат полюсов лежат в пределах рабочего диапазона частот, то

на частоте fв усиление К – цепи снижается, и необходимо проверить:

достаточно ли этого усиления для обеспечения заданного значения KF при

требуемой (2.16; 2.22) глубине ОС. Должно выполняться не равенство:

[pic]; (4.15).

Здесь под знак суммы подставляются только частоты полюсов тех каскадов, у

которых: fpS < fв.

Приводим таблицу:

Таблица № П.4..2

|Каскад|С0, Ф. |Rкэ, Ом.|fp, Гц |Проверка условия |

|№ п/п | | | |4.15 |

|1 |1,01984E-10* |50 |19 016 |77 > 71 |

| | | |923,492 |Условие выполнено|

|2 |4,10E-10* |92 |4 233 | |

| | | |415,184 | |

* - знак «е» означает степень, то есть число«е»степень = число(10степень;

так называемая экспоненциальная форма числа.

5. Расчет пассивных узлов структурной схемы усилителя.

5.1 Выбор и расчет входной и выходной цепей.

Одним из важных требований, предъявляемых к усилителю в рабочем диапазоне

частот, является согласование усилителя с источником сигнала и (или)

внешней нагрузкой, обеспечение стабильности заданных величин входного RвхF

и выходного RвыхF сопротивлений усилителя. Выполнение этого требования в

значительной степени определяется величиной, реализуемой в усилителе общей

ОС.

Последовательная отрицательная ОС увеличивает входное сопротивление, а

параллельная уменьшает его. Тогда при глубокой ОС входное сопротивление

окажется слишком большим или малым и, к тому же, зависящим от К.

При глубокой ОС входное и выходное сопротивления определяются только

пассивными входной и выходной цепями и не зависят от параметров цепи

усиления. Это свойство глубокой комбинированной ОС используются при

построении усилителя для получения заданного входного и выходного

сопротивлений.

На выбор структурной схемы влияют следующие факторы: структура цепи, в

которой создается фазовый сдвиг (четное или нечетное число каскадов с общим

эмиттером в цепи усиления); величина КF; необходимое значение F; простота и

технологичность схемы усилителя.

Первый из указанных четырех факторов требует пояснения. Для обеспечения

отрицательной обратной связи в петле ОС создается начальный фазовый сдвиг,

равный 1800. Поворот фазы на 1800 можно делать в любой из цепей, входящих в

петлю ОС. В цепи усиления начальный фазовый сдвиг создается за счет

нечетного числа каскадов с общим эмиттером.

При повороте фазы по входной или выходной цепи следует обратить внимание на

то, что цепи параллельной и последовательной ОС здесь разделены. Это

приводит к необходимости согласовано изменять фазу сигнала для обоих видов

ОС. Для параллельной ОС начальный фазовый сдвиг создается за счет

встречного включения сопротивления в цепь ОС, а для последовательной ОС –

за счет включения балансного сопротивления в эмиттерную цепь выходного

транзистора. Такие схемы получили название схем с эмиттерной

комбинированной ОС. Схемы с повтором фазы в цепи ОС в настоящие время не

применяются.

В схеме (рис.5.1) параллельная обратная связь создается за счет

дополнительных обмоток m`, m`` входного и выходного трансформаторов.

Последовательная ОС на входе создается с помощью R`б, а на выходе ( за счет

R``б. Поворота фазы в входной и выходной цепях не создается, начальный

фазовый сдвиг обеспечивается в цепи усиления при нечетном числе каскадов с

общим эмиттером. Отношение коэффициентов трансформации между обмоткой Ос и

основной обмоткой m`/n` - m``/n`` рекомендуется выбирать равными – 0,1…0,5.

Формулы для расчета параметров приведены ниже. Значения R,,г и R,г

используются для расчета элементов цепи ОС.

Для удобства расчета таких комбинированных схем параметры входных и

выходных цепей в табл. № п.5.1 приведены отдельно в виде отношений k1/B1 и

k2/B2.

Таблица № П.5.1

|Элемент |R`б |R`г |К1/В1 |К2/В2 |

|Формула |m`n` |m`( n`-m`) |n`-m` |(R`г+ R``г)/2 m``|

| |RвхF |RвхF | |R`г |

Параметры выбранных цепей должны удовлетворять следующему неравенству,

гарантирующему реализуемость элементов цепи:

В0= (К1/В1)(( К2/В2)/КF(0.5; (5.4).

Сопротивления R``б и R``Г определяются по формулам для R`б и R`Г, в которых

все величины отмечаются двумя штрихами, а RвхF заменяются на RвыхF.

Рассчитаем элементы с одним штрихом:

m` = 0,5(n` = 0,5( 0,91 = 0,456; R`б = 0,91( 0,456(150 = 62,5Ом;

R`Г = 0,456(0,91 - 0,456)(150 = 31,25 Ом; К1/В1 = 0,91 - 0,456 = 0,46;

К2/В2 = (31,25 + 150)/(2( 0,5( 31,25) = 5,8;…

Эти и значения параметров с двумя штрихами для удобства приведем в виде

таблице:

Таблица № п.5.1.1

|Элемент |R`б |R`Г |m` |k1/B1 |k2/B2 |Проверка |

| | | | | | |условия |

| | | | | | |4.5 |

|Формула |62,5 |31,25 |0,46 |0,46 |5,8 |B0 = |

|для | | | | | |0,044122 (|

|одного | | | | | |B0 > 0,5 |

|штриха | | | | | | |

|Формула |187,5 |150 |0,5 | | | |

|для двух | | | | | | |

|штрихов | | | | | | |

5.2. Расчет элементов цепи обратной связи.

При выбранных входных и выходных цепях коэффициент усиления усилителя КF

определяется величиной вносимого затухания цепи ОС a0 = 1/В0. Для расчета

элементов цепи ОС достаточно знать В0, R`Г, R``Г и выбрать схему

четырехполюсника этой цепи. В рабочем диапазоне Цепь ОС должна иметь

постоянный коэффициент передачи с малой величиной неравномерности частотной

характеристики. Поэтому для построение цепи ОС используется резисторы.

Рассчитаем затухание а0 = 1/0,0441 = 22,66438169, и зная R`Г = 31,25 Ом;

R``Г = 150 Ом; выбираем цепь обратной связи, при следующих условиях: а0 >

10, R`Г соизмерим с R``Г.

Произвольно разделим на две части для упрощения схемы и элементов

продольных и поперечных ветвей. а0 = 22,66 = 5,7(4; ( а1 = 5,7; а2 = 4;

Рассчитаем элементы R1, R2.

R1 = R3 = R`Г(R``Г [(a1 – 1)(( R`Г + R``Г)] = 31,25(150/((5,7-

1)(150+31,25)) = 11,0851 Ом.

[pic]; Ом.

Зная номинальные значения резисторов в цепи ОС, необходимо придать значения

по ГОСТу, для этого приведем таблицу (процесс выбора резисторов и

конденсаторов по ГОСТу описан выше в п.3.2):

Таблица №П.5.2.

|Резистор |Единицы |Номинальное |ГОСТ |Номинальная |По ГОСТу |

| |измерения |значение | |мощность, Вт | |

|R1 |Ом |11,0851 |10318-74 |0,125 |11 |

|R2 |Ом |33,96683 |10318-74 |0,125 |33 |

|R3 |Ом |11,0851 |10318-74 |0,125 |11 |

Кроме резисторов в цепи ОС приходится устанавливать дополнительные

конденсаторы. Разделительные конденсаторы (Ср) необходимые для разделения

цепей постоянного входа и выхода усилителя между собой и общим проводом.

Конденсаторы (Са) позволяют сделать обход цепи ОС на частотах значительно,

превосходящих верхнюю частоту рабочего диапазона fв ( их называют

конденсаторами высокочастотного обхода. Эти конденсаторы уменьшают фазу

передачи по петле ОС и способствуют обеспечению глубокой ОС. Покажем полную

схему четырехполюсника цепи ОС с разделительными и блокировочными

конденсаторами.

Таким образом изобразим окончательный вид схемы отрицательной обратно

связи

6. Расчет и построение характеристик передачи по петле ОС.

6.1. Характеристики передачи по петле обратной связи.

Максимально допустимое значение глубины ОС Аmax(дБ) = 20lgFmax ограниченная

условиями устойчивости. В соответствии с критерием Найквиста при

проектировании усилителей пользуются достаточным условием, которое

заключается в ограничении фазы передачи по петле ОС: argT(f) должен иметь

меньше 1800 на тех частотах, где T ( I.

Чтобы гарантировать устойчивость усилителя с учетом технологических

разбросов параметров радиоэлементов, введены запасы устойчивости по модулю

х дБ и по фазе ( возвратного отношения. Условие устойчивости при этом

определяется системой двух неравенств:

Если 20lgT + x > 0 дБ, то |argT + (| ( 1800.

Наибольшая глубина ОС достигается при формировании ЛАХ(f) и соответственно

ФЧХ argT(f) по Боде.

В рабочем диапазоне частот, где ЛАХ = const, допустимый фазовый сдвиг

определяется относительным запасом по фазе у = (/1800, который должен

соблюдаться до той частоты, начиная с которой будет обеспечен запас

устойчивости по Модулю. Поэтому на f > fв ФЧХ должна представлять собой

линию постоянной фазы на уровне argT(f)=-1800(1 - y) =

= const. Для минимально-фазовых цепей величина допустимого фазового сдвига

однозначно определяет оптимальный наклон ЛАХ Т(f) идеального среза по Боде

на f > fв, который составит в пределе –12(1 - у) 6 дБ/окт. Причем, линия

постоянного наклона, продолжена в рабочий диапазон частот, достигает уровня

АМАХ на частоте fв/2.

На частотах f > fc положение ЛАХ Т(f) определяется асимптотами частотных

Страницы: 1, 2, 3